0 引言
未来通信卫星将逐步发展为性能全面的大卫星,在数据采集、导航、通信等方面实现高性能、高效率,对信息传输速率的要求达到G量级。为满足高速数据传输需求,常用的技术手段包括选用高阶调制体制(如64QAM、32APSK),选择更高频段(如Ka频段、V频段)进行数据传输,使用频率复用技术。
Ka频段[1-2]卫星通信因其具有可提供的带宽大、通信容量大、波束窄、终端尺寸小等优势成为未来卫星通信的必然趋势。近年来,越来越多的国家和机构相继加入到对Ka频段卫星通信系统的开发和使用之中[3-5]。然而空间链路对Ka频段信号传输影响远大于其他频段,特别是Ka频段的双极化传输信号,由于信道非理想特性、雨衰、天线隔离度等因素,频率复用的两路独立信号相互混叠、交叉干扰[6]。
极化交叉干扰信号的存在导致主信号信噪比降低,性能恶化。交叉极化干扰对消技术[7-11]通过对接收到的两路信号进行处理,扣除干扰信号,提高接收信号质量。随着极化复用技术在数传领域中的应用,交叉极化干扰对消技术开始应用于数传接收机。文献[10]介绍了一种基于ADC采样样本进行对消的方案,通过乘累加器、积分清零器和移动平均MA的结构进行相关系数估计。该方案的优点是信号无需载波恢复和时钟同步,缺点是运算量较大,特别是对于全数字高速解调器。文献[11]介绍了清华大学全数字高速解调器中的交叉极化对消方案,该方案分别对两路信号进行载波恢复,然后在时钟同步前进行交叉极化干扰对消。由于两路信号独立进行载波恢复,如果两路信号的载波存在频差,则无法实现交叉极化对消。
本文针对高速数传信号[12]接收特点,给出一种高速数传解调器中的交叉极化干扰对消方案。主信号按照高速解调方案进行并行载波恢复、并行时钟同步处理,干扰信号采用下变频代替载波恢复环路,使得DDS的频率字和相位与主信号的载波环路保持一致。干扰信号的重采样时钟与主信号的重采样时钟保持一致。由于干扰信号采用下变频代替载波同步,因此对载波存在频差的情况,也可实现对消。主信号与干扰信号间的重采样同步处理使得获取的干扰分量更为准确。
1 高速解调器设计框图
设两路信号分别为s1(t)和s2(t),经交叉极化干扰信号分别为x1(t)和x2(t),且有
下面以x1(t)为主信号、x2(t)为干扰信号进行高速解调器设计,如图1所示。反之设计方法类似。极化复用的两路信号x1(t)和x2(t)分别通过高速ADC转换为数字信号,两路高速ADC采用相同采样时钟fc,ADC输出数字信号x1[n]和x2[n]共同进入FPGA,并行N路进行信号处理,完成解调。在FPGA内,对于主信号x1[n],首先根据载波频率f0进行并行下变频,变频为零中频信号;然后,零中频信号通过并行载波恢复、并行时钟同步解调出基带主信号ejτ1。干扰信号x2[n]经过f0并行下变频、再次并行下变频、并行内插输出基带干扰信号ejτ2。基带干扰信号ejτ2与基带主信号ejτ1共同进入交叉极化对消模块,消除
包含的交叉极化干扰,最终完成信号x1(t)(即信号s1(t))的解调。
图1 高速解调器设计框图
2 交叉极化对消具体实现
2.1 干扰信号下变频
高速解调器采用N路并行结构处理。干扰信号x2[n]经载波频率f0并行下变频后,转换为N路基带复信号
再次并行下变频所需频率分量ejθ由主信号x1[n]的并行NCO模块提供
N路基带复 信 号
与N路NCO输出频率分量ejθ分别对应相乘,得到并行信号
其 中
,完成再次下变频。
主信号x1[n]的并行载波恢复包括并行相位恢复模块、并行鉴相模块、滤波模块和并行NCO模块。主信号经x1[n]并行下变频后的N路基带复 信 号
与并行NCO模块输出N路复信号ejθ分别对应相乘,得到相位恢复后的并行信号
完成并行相位恢复。
频率分量ejθ由主信号的载波恢复环路获得。并行鉴相模块根据相位恢复后的信号ejα进行鉴相。鉴相方式采用松尾环,以QPSK信号为例,鉴相函数为
采用上述公式分别对每路
进行鉴相,输出
并行鉴相模块输出为N路鉴相器输出之和
2.2 干扰信号重采样
干扰信号重采样的时钟和内插偏移量由主信号的并行DDS模块提供。N路并行内插如图2所示,DDS模块产生的第i路信号的内插时刻和偏移量表示为clki和δi。设干扰信号ejβ在clki时刻对应的数据为
则用于内插拟合的前后4 个 采 样 数 据 为
。采用三阶拉格朗日公式,根据偏移量δi计算内插系数μi,μi表示为μi=[μ1,μ2,μ3,μ4]。内插可获得当前内插值
表示为
为干扰信号的并行基带数据。
设主信号ejα在clki时刻对应的数据为
则用于内插拟合的前后4个采样数据为
拟 合 获 得 当 前 内插值
内插时刻clk输入到选择器模块,选择输出拟合数据,设经内插模块和选择器模块后,输出为M路主信号的并行基带数据ejτ1。
图2 并行插值实现框图
主信号x1[n]的并行鉴相模块采用Gardner算法,设k时刻的主信号
表示为
路信号分量表示为y[k]=cos(τ1[k])。通过3个连续采样点来求得定时误差,计算公式如下:
式中,y[k-1/2],y[k-1]和y[k]分别间隔半个符号周期。采用上述公式分别对每路
误差提取,输出h(yi[k]),并行误差提取模块输出为M路误差提取输出之和
2.3 交叉极化干扰对消模块
交叉极化干扰对消模块功能是消除主信号x1[n]的基带
中包含的干扰分量,为方便推导
表示为复数形式
基带干扰信号
通过对x2[n]下变频和重采样获得
复数形式为
减去通过自适应滤波器的ejτ2,可消除交叉极化带来的干扰。
k时刻主信号
的M路并行I/Q基带信号分别表示为I1[k]=[i1,1[k],…,i1,M[k]]和Q1[k]=[q1,1[k],…,q1,M[k]],干扰信号
的M路并行I/Q基带信号表示为I2[k]=[i2,1[k],…,i2,M[k]]和Q2[k]=[q2,1[k],…,q2,M[k]]。
主信号
的I路的单路信号交叉极化对消实现框图如图3所示,I路的其余M-1个并行信号和Q路的M个并行信号的交叉极化对消实现方式与之相同。主信号的基带信号I1[k]经过L个延迟单元组,输出信号I1[k+L]。干扰信号的基带信号I2[k]和Q2[k]分别通过滤波器组1和滤波器组2。每个滤波器组由M个滤波器组成,单个滤波器长度为P。设滤波器组1的第j个滤波器系数表示为wj[k]=[wj,1,…,wj,P],输入数据为I2,j[k]=[i2,j[k+1],…,i2,j[k+P]],则滤波器输出为
设滤波器组2的第j个滤波器系数表示为zj[k]=[zj,1,…,zj,P],输入数据为Q2,j[k]=[q2,j[k+1],…,q2,j[k+P]],则滤波器输出为
交叉极化对消输出di[k]表示为
误差信号
是di[k]的判决值。采用LMS算法对滤波器系数进行调整,则
图3 交叉极化对消模块框图
3 仿真与分析
3.1 Matlab仿真实验
采用Matlab进行仿真,分别产生两个调制信号s1(t)和s2(t),s1(t)与衰减后的s2(t)相加,然后与高斯白噪声相加,获得信号x1(t)信号数据;s2(t)与衰减后的s1(t)相加,然后与高斯白噪声相加,获得信号x2(t)信号数据。
仿真1:s1(t)信号参数为中心频率1.2 GHz,QPSK调制,信息速率1 000 M bit/s;s2(t)信号参数为中心频率1.201 GHz,QPSK调制,信息速率1 000 Mbit/s,α=0.2(14 dB),β=0.2(14 dB)。图4是x1(t)解调后(交叉极化对消前)的信号星座图与交叉极化对消后的信号星座图。由图可知,对消前的星座图中星座点由于干扰产生了空心,对消后的星座图的星座点是实心的,说明该方法有效地消除了不同载波频率间信号的交叉极化干扰。
图4 仿真1交叉极化对消前后信号星座图
仿真2:s1(t)信号参数为中心频率1.2 GHz,QPSK调制,信息速率1 000 M bit/s;s2(t)信号参数为中心频率1.2 GHz,QPSK调制,信息速率900 M bit/s,α=0.2(14 dB),β=0.2(14 dB)。图5是x1(t)解调后(交叉极化对消前)的信号星座图与交叉极化对消后的信号星座图。由图可知,对消前的星座图中星座点由于干扰产生了空心,对消后的星座图的星座点是实心的,该方法有效地消除了不同调制信号间的交叉极化干扰。
图5 仿真2交叉极化对消前后信号星座图
仿真3:s1(t)信号参数为中心频率1.2 GHz,QPSK调制,信息速率1 000 M bit/s;s2(t)信号参数为中心频率1.2 GHz,QPSK调制,信息速率1 000 M bit/s,α=0.4(8 d B),β=0.4(8 d B)。信噪比从4 dB到9 dB。图6是解调后(交叉极化对消前)的信号误码率与交叉极化对消后的信号误码率。由图可知,对消后的误码率与对消前相比,明显降低。
图6 交叉极化对消前后信号误码率对比
仿真结果表明,本文的交叉极化对消方法对与不同载波频率、不同调制方式、不同符号速率的信号间交叉极化干扰均有效。
3.2 复杂度与实时性分析
本方法需要在原解调器中增加2个下变频模块、1个内插模块和1个交叉极化对消模块。由于交叉极化对消模块工作在降速后的数据时钟频率,因此算法复杂度低于高速ADC样本直接对消的方法,复杂度高于直接基带对消方法。本方法采用自适应算法实时调整滤波器系数,因此具有实时对消交叉极化干扰能力。
4 结束语
本文介绍了一种高速数传中的交叉极化干扰对消方法,干扰信号通过主信号的解调信息进行下变频和重采样,提取基带干扰分量。采用下变频代替载波同步,使得该方法可适用于两信号有载波频差的情况,主信号与干扰参考信号间的同步处理使得获取的干扰分量更为准确。仿真结果表明,该方法对消方法对于不同载波频率、不同调制方式、不同符号速率的信号间交叉极化干扰均有效。
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