图1 多频通用射频模块系统框图
卫星导航技术普遍运用于民用与军事领域，在各行业、各领域中具有举足轻重的作用[1-3]。随着各类卫星导航系统的依次出现，产生对多系统多频点的通用射频模块的需求[4-8]。
为此，文中提出采用AD8347与SI4133为核心的多频点射频模块的设计方案。该方案可以对现有多系统中的多个频点信号进行下变频；通过合理设计滤波器相关参数和接收机基带跟踪环路结构，实现单通道对L1，B1信号的同时处理、定位。文中主要阐述了通用射频模块的设计方案、微带线电感等设计经验，实现了多频点通用射频模块，最终通过测试验证结果。
此次设计的射频模块从天线获得射频信号，通过变频产生模拟中频信号，并带有独立供电电路的射频模块[9-13]。
系统总体框图如图1所示。天线输出的信号被第一级低噪放大器(Low Noise Amplifier，LNA)与第二级LNA放大后，经二等分功分器分别输入两个射频通道。射频通道采用本振搭配混频器的方式实现。混频器输出波形滤波后经输出接口输出给后级电路。
图1 多频通用射频模块系统框图
根据多级系统噪声系数公式：
NFsys,n=
=
(1)
低噪放电路作为多级系统第一级电路应尽可能选择高增益、低噪声系数的器件[14-18]。由于单个放大器若具有过高的增益可能会增加放大器自激的概率，同时为了满足高增益需求，因此采用级联的方法，保证系统噪声系数不受后级电路的影响。
低噪声放大器选用飞利浦的BGA2001，它是一款可应用于低电压情况的单片微波集成放大器，最大电源电压为4.5 V；在1～1.6 GHz频段内，即包含卫星导航信号的工作频段内，增益高达20 dB，噪声系数低至1.3 dB。图2是设计的低噪放电路。
图2 低噪放电路
参考时钟的频偏会引入额外的载波多普勒，使得初始搜索在错误的多普勒单元，延长搜索时间；同时还会导致下变频时引起较大频差，导致中心频率两边带内有用信号成分被滤波器滤除，引起载噪比的损失。因此必须保证参考时钟稳定度[19-20]。
图3为参考时钟电路。参考时钟电路采用0.5 PPM的温补晶体振荡器作为板载时钟源。参考时钟电路除板载时钟外，预留了从系统外部输入时钟的MMCX接口作为备用时钟源。参考时钟电路通过图3中电容C80与电容C90是否焊接作为时钟源的选择开关；当电容C80焊接、电容C90不焊接时，则时钟源选择板载时钟；当电容C80不焊接、电容C90焊接时，则时钟源选用外部时钟。时钟源时钟输入两个AD8012放大器进行放大。其中一个运算放大器的输出时钟作为系统时钟，另一个运算放大器的输出时钟通过MMCX接口被输出到系统外部。
图3 参考时钟电路
下变频电路通过SI4133得到本振时钟；本振时钟与前级输入的卫星导航信号通过AD8347混频器进行混频。下变频电路设计的关键是SI4133外部电感的计算与布线，AD8347混频器混频输出后外部中频滤波器电路设计。
2.3.1 外部电感设计
SI4133芯片拥有射频锁相环1(RF1)、射频锁相环2(RF2)、中频锁相环(IF)。芯片内部各锁相环输出频率变化幅度是压控振荡器(Voltage Control Oscillator，VCO)中心频率的±5%。VCO中心频率由外部电感决定。设置输出频率与中心频率的电感值误差，可由芯片内部的自调谐算法来补偿，但电感值的最大误差不能超过 ±10%。当上电或输出频率被修改时，该算法即被使能[21-22]。
下变频电路设计中只使用两个射频锁相环，设置RF1锁相环与RF2锁相环的VCO中心频率分别为1 580 MHz与1 220 MHz，则锁相环可输出频率范围分别为1 501～1 659 MHz，1 159～1 281 MHz。两个锁相环的输出采用复用输出管脚，所以最终本振频率的输出范围就是这两个频率范围的组合。
锁相环VCO的外部电感的连接示意图如图4所示，每个锁相环内部有一个封装电容和封装电感，为满足固定频率的频率设置要求，需要接外部电感使得总电感数值满足要求。
图4 外部电感连接图
根据外部电感计算公式(2)可以推算出外部公式(3)：
(2)
(3)
式中,fCENTER为VCO中心频率，LPKG为内部封装电感，CNOM为内部封装电容。通过查找数据手册获得RF1的LPKG与CNOM分别为2.0 nH,4.3 pF；RF2的LPKG与CNOM分别为2.3 nH,4.3 pF。
通过式(3)可以计算获得外部电感的数值。经计算获得1 580 MHz与1 220 MHz中心频率对应的外部电感分别为0.359 7 nH和1.245 5 nH。由于该电感的数值较小，需要采用如图5所示的微带线模型计算微带线长度来替代管脚间的电感。表1为计算所得的微带线各项参数。
图5 微带线电感模型
表1 微带线参数mm
索引RF1的数值RF2的数值ABCDEFG1.500.300.350.590.300.350.951.500.300.351.730.300.350.95
2.3.2 AD8347外围电路及中频滤波器设计
AD8347是一种具有射频和基带信号自动增益控制功能的宽带直接正交解调芯片，可用于多种类型的接收机；其工作带宽为800 MHz～ 2.7 GHz，可覆盖所有导航射频信号；其输入三阶交调截为11.5 dBm。AD8347作为接收通道的最后一级电路，其三阶截点在系统三阶截点中起主要作用；较大的三阶截点使得接收通道具有良好的动态范围[23-26]。射频通道1的AD8347外围电路设计如图6所示。
图6 射频通道1的AD8347外围电路
AD8347外围电路设计较为简单，只需要连接一些必要的无源器件。电源使能管脚(ENBL)接电源，使AD8347混频器芯片一直处于使能状态。SI4133输出的本振时钟信号为单端信号，使用伪差分电路将本振时钟转换为差分时钟，输入AD8347芯片的本证差分输入管脚(LOIP,LOIN)。功分器输出的射频信号亦通过伪差分电路被转换为差分信号输入AD8347芯片的射频信号差分输入管脚(RFIP，RFIN)。AD8347芯片的射频部分放大通过增益控制管脚(VGAIN)控制放大倍数，其管脚电压与放大倍数成负相关。为了获得更适合的射频信号，图6中将增益控制管脚与自动增益输出管脚(VAGC)相连接，由芯片根据输入的射频信号强度产生控制电压从自动增益输出管脚输出，进而控制射频放大倍数。
射频通道1与射频通道2具有相同的拓扑结构，不同之处在于AD8347外围的中频滤波器设计参数不同。射频通道1的中频低通滤波器用于对小带宽卫星导航信号进行滤波，例如GPS L1、北斗B1，以及实现GPS L1与北斗B1信号单通道同时接收。由于GPS L1的有用信号范围为1 574.397～1 576.443 MHz，北斗B1的有用信号范围为1 559.052 ～1 563.144 MHz，故其有用信号的最大频率差为17.391 MHz。当低通滤波器截止频率大于8.695 5 MHz，并且本振频率设置为GPS L1有用信号频率最大值与北斗有用信号频率最小值的中点时，则经过低通滤波器后的中频信号包含了GPS L1与北斗B1的有用信号。射频通道2的中频低通滤波器用于对较大带宽的卫星导航信号进行滤波，例如北斗B3、GLONASS L1。根据分析，射频通道1采用截止频率为10 MHz的5阶椭圆低通滤波器，射频通道2采用截止频率为22 MHz的5阶椭圆低通滤波器。中频低通滤波器的设计采用归一化滤波器设计方法，然后使用计算机辅助设计验证，最后根据实际器件参数进行调整[28-30]。图7展示了实际参数情况下的低通滤波器电路。
(a) 射频通道1的低通滤波器
(b) 射频通道2的低通滤波器
图7 低通滤波器电路原理图
将接收机通道按最大增益100 dB设计，经前级低噪声放大器40 dB放大以及功分插损-3 dB后， 射频通道需要最大63 dB最大增益。根据芯片手册的介绍，AD8347芯片最大增益为69.5 dB，因此接收通道留有6.5 dB增益裕量；该裕量可用于补偿滤波器插损以及通道失配造成的增益损失。
射频模块采用5 V 外部供电，其主要供电需求为3.3 V和5 V，可分为控制部分和下变频变频部分。控制部分仅仅是STC15W408S控制器的电源，采用通用的LM1117-3.3稳压到3.3 V。下变频变频部分电源涉及到低噪声放大器、锁相环、混频器等噪声敏感器件的供电，需要选择高文波抑制比的低压差稳压器[31]。MIC5245系列与MIC5205系列专为射频器件稳压而设计，采用该两个系列作为射频部分的稳压器件。图8展示了系统部分电源网络。
图8 下变频部分电源原理图
在PCB设计时，需要使用接地器件实现“0”参考点。用于射频接地的器件有3种，分别是“0”电容、微带线和射频电缆。射频模块采用“0”电容接地；通过“0”电容与“无穷大”电感相互配合，尽可能降低电路干扰[32]。
由于系统处理的是射频信号，故需要注意布线时的阻抗问题，本设计采用T-G-G-B(顶层-地-地-底层)的层叠结构，通过调整线宽及层间距达到阻抗匹配。对于高速信号走线，由于趋肤效应造成走线周围具有电磁场，容易造成相邻线材的耦合干扰。为使走线间耦合干扰达到可以忽略，布线时需要满足3W原则(走线中心间隔满足3倍线宽)。
本振芯片SI4133选用STC15W408S控制器进行控制。STC15W408S具有内部RC振荡器与复位电路，只需要正常供电就能读取程序代码，正常工作。
驱动软件总体控制流程如图9所示，首先进行控制器内相关外设的初始化，然后对射频通道1上本振芯片进行配置。直等到确认射频通道1的本振频率锁定后，则对射频通道2上本振芯片进行配置。当射频通道2上的本振频率锁定后，控制器进入休眠状态。假如有外部中断将控制器唤醒，则根据如图9所示流程再次依次配置射频通道1与射频通道2上的本振频率。
图9 驱动程序总体流程图
SI4133芯片可以通过三线串行总线配置各分频系数。三线串行总线的时钟不能大于25 MHz，因此控制器通过通用IO模拟三线串行总线，设置三线串行总线的时钟为80 kHz，非工作状态电平为高电平，时钟线在上升边沿进行采样。SI4133芯片每次被选中，可以配置一个配置寄存器；其可配置空间为9个寄存器。三线串行总线发送的数据结构如图10所示，发送数据为22 bit，由18 bit数据域与4 bit地址域组成，地址域存放配置数据，地址域存放配置空间的地址。发送配置信息时，数据采用大端模式发送。
图10 三线串行总线数据字段格式
SI4133输出的本振频率由式(4)确定：
(4)
式中，N为VCO分频系数，R为参考时钟分频系数。然而，锁相环的可以输出频率已经由VCO的中心频率限制，因此在设置的分频系数R，N必须使得锁相环输出频率限定在2.3.1节中所述的频率范围内，即本振的频率范围为1 501～ 1 659 MHz，以及1 159～1 281 MHz。
SI4133芯片内每个锁相环都有各自的鉴相器增益Kp、分频系数N、分配系数R。不同的相位鉴别器增益Kp的设置，会导致分频系数R与分频系数N有不同的取值限制范围。表2展示了不同相位鉴别器增益设置对应的系数N的取值范围。表3展示了不同相位鉴别器增益设置对应的系数R的取值范围[33]。
表2 鉴别器增益系数对应系数N的取值
N的取值RF1Kp1<1∶0>RF2Kp1<1∶0>IFKpi<1∶0>≤20460000002047～40950000014096～81910001108192～1638301101116384～32767101111≥32768111111
表3 鉴别器增益系数对应的系数R的取值
R的取值RF1Kp1<1∶0>RF2Kp1<1∶0>IFKpi<1∶0>7～81890000008～818901010110～818910101014～8189111111
根据表2与表3，当驱动程序将所有射频锁相环参数R设置为10时，可以保证由所有卫星导航射频信号的频率计算所得的分频系数N的取值小于2 048，因此可以使用默认的Kp1,Kp2数值(默认数值为0)而不需要再次配置，此刻，本振频率可以按照1 MHz的步长进行设置。
设置射频通道的本振频率前，先设置多功能管脚为锁相环锁定检测管脚，将鉴相器增益还原为默认值；由于未使用到芯片内 IF锁相环，则关闭IF锁相环电源；开启RF锁相环电源。
接着判断设置的输出频率的范围。当设置的频率范围落在RF1锁相环的可输出范围内，则设置RF1锁相环参考时钟分频系数R为10，然后根据式(4)计算获得RF1锁相环的VCO分频系数N，最后通过设置RF1锁相环输出连接到芯片RF输出管脚，将设置的本振时钟输出。当设置的频率范围落在RF2锁相环的可输出范围内，则设置RF2锁相环参考时钟分频系数R为10，然后根据式(4)计算获得RF2锁相环的VCO分频系数N，最后通过设置RF2锁相环输出连接到芯片RF输出管脚，将设置的本振时钟输出。本振芯片的设置流程如图11所示。
图11 本振芯片设置流程
功能测试的目的是确保模块的设置数值与预期数值相符，确保各个芯片能够正常工作，实现基本功能。表4展示了电源电压测试结果。测试得到的电压与实际电压差值保证在0.3%以内，系统可以被正常供电。
表4 各电源网络电源电压测试 V
电源网络设计电压实测电压LO3V3LNA3V3ANTD3V3MIX5VAMP5V3.303.304.503.305.005.003.293.314.513.295.005.00
本测试使用梦源科技公司的逻辑测试仪器测试信号的电平逻辑。图12～图15中，0号线为三线串行接口的时钟SCLK，1号线为三线串行接口的数据线SDATA，2号线为射频通道2的片选信号，3号线为射频通道1的片选。
从图12中可知，此时SCLK的高电平持续时间为500 ns，时钟周期为12.4 μs，时钟频率为80.65 kHz，符合三线串行接口的时序要求。
图12 三线串口接口时钟SCLK时序图
图13展示了一个字段的配置过程，该图设置射频通道1本振芯片的寄存器0，设置的数值为0x03000，即设置辅助管脚的功能是作为锁相环锁定探测引脚。
图13 射频通道1设置寄存器0时序图
图14与图15分别是射频通道1本振与射频通道2本振的设置过程，只需要设置5个寄存器数值即可完成一个本振的设置。其中图14设置本振频率为1 568 MHz，图15设置本振频率为1 259 MHz。
图14 射频通道1的配置时序图
图15 射频通道2的配置时序图
下变频测试采用安捷伦E4438C矢量信号发生器产生相关导航频点的信号，使用频谱仪对模块输出进行频率测试。图16展示的是模块设置本振频率为1 568 MHz的情况。图17是利用图16的本振频率，利用矢量信号发生器产生频率为1 575.42 MHz的信号下变频之后的结果。表5展示了相关频点下变频测试的结果，表明模块的下变频结果的误差符合卫星导航信号定位应用的要求。
图16 设置本振频率为1 568 MHz的测试结果
图17 输入L1频点信号后下变频的中频结果
表5 相关频点下变频测试结果MHz
频点设置的本振频率实际的本振频率实测中频频率B115571556.9975664.100424L115681567.9970007.422766B312591258.9976669.522434
在射频模块下变频测试后，对其进行定位应用测试。射频模块输入端接楼顶天线，模拟中频输出接接收机数字基带处理板，将定位结果与天线位置进行比较，并确定误差。图18～图20为B1频点单点定位在3个维度上的误差；表6是其他相关频点的测试结果。
图18 B1频点单点定位纬度误差
图19 B1频点单点定位经度误差
图20 B1频点单点定位高度误差
表6 定位应用测试结果
频点载噪比跟踪卫星数误差B14511<10mB3428<10mGPS L1469<10mGLONASS L1445<10m
将射频模块与导航信号基带处理板连接后，作为RTK接收机进行差分定位测试，图21为某次模块应用于RTK接收机的差分结果，表明了该模块可以应用于厘米级的应用，误差在6 cm以下。
(a) 经度误差
(b) 纬度误差
(c) 高度误差
图21 模块应用于RTK接收机的差分结果
本文提出了一种可应用于卫星导航接收机的多频点通用射频模块的设计，利用AD8347与SI4133芯片，搭建了射频模块电路。经过多次试验，该多频点通用射频前端模块与实验室现有数字基带板搭配，能供应准确的定位服务，达到预期的功能；并可以实现单个射频通道对L1，B1频点的同时定位处理，应用于RTK接收机可以实现厘米级定位。
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