60 GHz宽带双极化阵列天线研究

60 GHz毫米波无线通信频段，作为一个宽带且无需申请的通信频段可用于高速短距离无线通信，目前受到了广泛的关注。天线技术作为无线通信的重要部分，对于60 GHz无线通信系统的天线研究显得尤为重要。LTCC工艺具有优秀的多层平面集成特性，利用多层加工特点，在不同层实现不同功能模块，在三维垂直方向实现互连，降低设计难度，实现小型化。

双极化天线是指可以同时形成一对极化正交、频率相同工作模式的天线，能发射和接收两个正交极化的电磁波。双极化天线在无线通信领域有着越来越多的应用价值，包括频率复用、收发一体化、极化分集、极化变捷、提高系统灵敏度等[1-7]。双极化天线所特有的优点广泛应用在如车辆防撞系统、地面/卫星通信、电子侦察、电子对抗、无线电近感探测以及雷达系统等领域。

本文提出了一种用于60 GHz频段无线通信的基于LTCC工艺的4×4宽带双极化阵列天线。所提出的阵列天线通过采用双馈技术L型探针单元结构、“立交桥”式复杂馈电网络，以及加载等效腔体结构，使该毫米波双极化天线阵列具有紧凑的体积、宽带工作频段、良好的辐射特性、较高的增益、平缓的频带内增益带宽、较高的端口隔离以及较低的交叉极化电平。

1 天线单元研究

1.1 天线单元设计

双极化天线单元采用L型探针馈电贴片天线结构，该结构具有很宽的阻抗带宽特性。如图1所示，天线单元由12层LTCC介质层构成，总厚度为1.2 mm，分为3个部分，分别是顶层的矩形辐射贴片结构、中间层的由垂直金属通孔和金属条带组成的L型探针馈电结构以及下层的双端口带状线馈电网络，尺寸为3.8 mm×3.8 mm×1.2 mm。分别对比采用两种馈电形式的天线性能，一种是两个位置相正交的L型探针分别与两个输入端口的带状传输线相连接，如图1(a)所示的结构 Ⅰ。另一种情况采用4个L型探针分别放置在4个相互正交的方向的双馈形式，如图1(b)所示的结构 Ⅱ，其中位置在一条水平线上的一对L型探针(A和C),其相位相差180°，两个探针之间的相位差通过馈电网络上层的T型节实现，作为端口1；另一对L型探针(B和D)则通过连接下层T型节实现，作为端口2。此外，在每个信号金属通孔的四周放置连接上下金属底板的接地金属通孔，形成了一种类似同轴线传输的形式，一方面起到保护信号强度与完整性的作用，另一方面也可以降低信号金属通孔之间的耦合影响，提高天线的隔离度。

图2分别给出了采用两种不同馈电结构的天线单元的S参数仿真结果。对于天线结构Ⅰ，如图2(a)所示，其端口1作为天线激励时，所对应的天线阻抗带宽(|S11|<-10 dB)的频率范围从51.5 GHz到70 GHz。而当从端口2激励天线单元时，频率范围从53.5 GHz一直到仿真上限75 GHz所对应的|S22|均小于-10 dB。图2(b)给出了天线结构Ⅱ对应不同端口激励情况下的阻抗S参数仿真结果。当结果Ⅱ的天线单元从端口1激励时，其对应的天线阻抗带宽(|S11|<-10 dB)的频率范围从52.5 GHz到68.5 GHz。而当天线从端口2激励时，其对应的阻抗带宽(|S22|<-10 dB)的频率范围从53.5 GHz到72.5 GHz。图3给出了两种天线结构所对应的两端口隔离程度仿真结果。可以看出，采用双馈电技术的结构Ⅱ天线单元与结构Ⅰ天线单元相比，隔离程度提到了10 dB，|S21|的值小于-25 dB。

图4为仿真的结构Ⅱ天线单元在60 GHz频点处通过两个不同端口馈电所形成的两个主要面(XoZ平面和YoZ平面)的方向图。当天线采用端口1激励时，其XoZ平面的3 dB半功率波束宽度(HPBW)约为110°，而YoZ平面的3 dB波束宽度约为90°。当天线采用端口2激励时，其XoZ平面的3 dB波束宽度约为80°，YoZ平面的半功率波束宽度约为120°。结构Ⅱ天线单元具有较为对称的方向图，其仿真的增益为5.4 dBi。

1.2 天线单元加载等效腔体结构研究

由于LTCC介质基板介电常数较高，且辐射贴片与天线金属底板间基质厚度相对于介质波长较大，介质中会有较大的表面波传播，影响了天线的辐射特性。考虑到双极化天线具有正交的极化波传播特点，本文采用在辐射贴片四周加载等效腔体结构来抑制表面波传播，提高天线辐射特性。加载等效腔体结构的双极化天线单元如图5所示。

图6为不同等效腔体结构尺寸对天线单元分别从两个端口激励下阻抗带宽影响的仿真对比结果。当等效腔体结构尺寸较小的时候，垂直金属通孔排栅与天线的L型探针结构较近，天线的阻抗特性受到很大影响，两个端口激励分别均出现了阻抗失配的情况。而当等效腔体结构尺寸较大的时候，两个端口的阻抗匹配特性虽然较好，但其阻抗带宽也随着等效腔体尺寸的增大反而减小。图7为不同等效腔体结构尺寸对天线结构两端口隔离影响的对比，等效腔体的尺寸对端口隔离度的影响很小，原因是隔离度主要由L型探针之间的耦合所决定。

图8为仿真的加载等效腔体结构的天线单元在60 GHz频点处两个不同端口激励所形成的XoZ平面和YoZ平面方向图。通过减小表面波传播带来的损耗、压缩方向图波束宽度以及改善前后瓣比值，在保证天线具有较宽带宽的情况下，改善了天线的辐射特性，提高了天线的增益。

2 双极化多层馈电网络研究

本文所提出的双极化天线阵列采用16个双极化天线单元形成二维均为分布的4×4形式排列。天线阵列馈电网络采用多层形式置于7层LTCC介质厚度(厚度为0.7 mm)的带状线结构当中。天线阵列的馈电网络及包含两个端口GCPW-SL的三维转换过渡结构如图9所示。图中蓝色部分对应馈电网络1被置于整个多层带状线结构的下层部分，距离带状线结构下层金属地板的距离为0.1 mm。图中橙色部分对应馈电网络2置于整个多层带状线结构的上层部分，距离带状线结构下层金属地板的距离为0.6 mm。

如图10所示的绿色部分，两个馈电网络在走线时出现交叉现象，利用LTCC技术多层布线的优良特性，采用类似立交桥形式，在传输线交叉的位置通过垂直金属通孔将其中一部分传输线过渡到其他介质层来传输，完成交叉走线后，再通过垂直转换结构回到原馈电网络的传输层。

3 天线阵列仿真分析

所提出的采用LTCC技术加载等效腔体结构的60 GHz频段宽带双极化天线阵列结构如图11所示。16个辐射单元被放置在天线阵列结构的上层，利用了五层LTCC结构。紧凑的多层馈电网络被置于天线结构的下层，利用七层LTCC结构。在每个天线单元辐射贴片的四周加载由金属通孔排栅和顶层金属条带组成的等效腔体结构，该等效腔体结构的边长尺寸为2.7 mm。阵列单元的中心间距优化后为3.8 mm，约为0.76λ0，其中λ0为真空中60 GHz对应的波长。该天线阵列除去两个GCPW-SL转换过渡结构，天线阵列的尺寸为15.4 mm×15.4 mm×1.2 mm。

图12是分别为无加载和有加载等效腔体结构的双极化天线阵列的立体图与截面图。结构Ⅰ，如图12(a)所示，为没有等效腔体结构加载的双极化天线阵列。结构Ⅱ，如图12(b)所示，为加载等效腔体结构的双极化天线阵列。两种天线阵列除有无加载等效腔体结构外，其他尺寸参数均相同。

从图13仿真的两种天线阵列分别对应的两个端口的|S11|和|S22|对比结果可见，是否加载等效腔体结构，对天线阵列的无论是端口1还是端口2馈电所对应的阻抗特性影响很小。对于加载等效腔体结构的结构Ⅱ所对应的天线阵列，当端口1激励时，其对应的阻抗带宽(|S11|<-10 dB)的频率范围从54.5 GHz到66 GHz，相对于中心频率60.25 GHz的相对阻抗带宽为19.1%。而当端口2激励时，相应的阻抗带宽(|S22|<-10 dB)的频率范围从54 GHz到69 GHz，相对于中心频率61.5 GHz的相对阻抗带宽为24.4%。

图14为有无加载等效腔体结构的天线阵列两端口隔离度|S21|的仿真对比结果。加载了等效腔体结构的天线阵列与没有加载的天线阵列分别对应的两个端口之间的隔离度相差很小。对于加载等效腔体结构的结构Ⅱ天线阵列所仿真的50 GHz到70 GHz范围其|S21|的值几乎都在-20 dB以下，且从58 GHz到65 GHz范围内|S21|的值小于-25 dB。

图15为仿真的在无加载和有加载等效腔体结构两种不同情况下双极化天线阵列两个端口分别对应的增益特性比较。对于端口1激励的情况下，由图15(a)可见在60 GHz频点处加载等效腔体结构的天线阵列(结构Ⅱ)增益约为18.5 dBi，相比与没有加载等效腔体结构的天线阵列(结构Ⅰ)在60 GHz频点处的15.9 dBi增益，大约高出了2.6 dBi。对于天线阵列通过端口2激励的情况下，由图15(b)可见，在60 GHz频点处加载等效腔体结构的天线阵列(结构Ⅱ)增益约为17.8 dBi，相比与没有加载等效腔体结构的天线阵列(结构Ⅰ)在60 GHz频点处的14.3 dBi增益，大约高出了3.5 dBi。相比与结构Ⅰ，加载了等效腔体结构的天线阵列结构Ⅱ在两个端口分别激励下增益均有所提升，大约为3 dBi，同时，在阻抗带宽内结构Ⅱ具有更平缓的增益带宽特性。

对有无加载等效腔体结构的双极化天线阵列在60 GHz频点两个端口分别激励的方向图特性进行对比分析，两个主要辐射面(XoZ平面和YoZ平面)的方向图对比结果如图16所示。通过加载等效腔体结构，天线阵列辐射最大方向辐射强度增强，减小后瓣辐射以及降低旁瓣电平。

4 加载等效腔体结构天线阵列性能提高的原理分析

采用HFSS软件，对双极化天线阵列在两个端口分别激励不同极化波的情况下顶层介质表面的电场分布进行仿真，来分析等效腔体结构加载来提高天线阵列性能的原理。当天线被置于一个相对于工作波长较大的介质基板上，特别是介电常数较高的情况下，天线内部会产生较大的表面波传播效应，导致天线的辐射特性受到很大的影响。图17和图18是对双极化阵列在端口1激励水平极化波模式和端口2激励垂直极化波模式在60 GHz频点处介质基板顶层电场分布的仿真结果。从图17(a)和图18(a)可以看出，在没有加载等效腔体的天线阵列单元之间存在很大的来源于表面波的电场，特别是沿着极化方向上，天线之间的相互耦合影响较大，导致天线单元辐射贴片结构固有的电场分布受到表面波的严重影响，特别是分布在阵列周边的天线单元，使得整个天线阵列的辐射特性恶化。图17(b)和图18(b)为加载等效腔体结构的天线阵列顶层介质基板表面电场分布，通过加载等效腔体结构，在天线单元之间形成了一个电壁，阻挡介质内部表面波的传播，天线单元的电场分布明显改善；同时又降低了天线阵列中单元之间的互耦影响，使得天线阵列的辐射特性得到大幅度提高。

5 结束语

本文提出了一种基于LTCC工艺的60 GHz频段宽带双极化4×4阵列天线。通过采用双馈技术L型探针天线单元结构、“立交桥”式复杂馈电网络，以及加载等效腔体结构，实现具有体积紧凑、工作频带宽、增益较高、增益带宽平缓、端口隔离度高、交叉极化电平低等特点的宽带双极化天线阵列。此外，分析了加载等效腔体结构对双极化天线阵列性能的影响。所提出的60 GHz宽带双极化阵列天线可实现天线与芯片的AiP系统封装集成，满足宽带无线通信系统或毫米波雷达系统高性能、高集成度、小型化的应用需要。

[1] LINDMARK B, LUNDGREEN S. Dual-Polarized Array for Signal-Processing Applications in Wireless Communications [J]. IEEE Trans on Antennas and Propagation, 1998, 46(6):758-763.

[2] PORTER B G, RAUTH L L, MURA J R, et al. Dual-Polarized Slot-Coupled Patch Antennas on Duroid with Teflon Lenses for 76.5-GHz Automotive Radar Systems [J]. IEEE Trans on Antennas and Propagation, 1999, 47(12):1836-1842.

[3] LI Hui, KANG Le, WEI Feng, et al. A Low-Profile Dual-Polarized Microstrip Antenna Array for Dual-Mode OAM Applications [J]. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, 2017,16:3022-3025.

[4] ZHANG Q, GAO Y. A Compact Broadband Dual-Polarized Antenna Array for Base Stations[J]. IEEE

Antennas and Wireless Propagation Letters,2018,17(6):1073-1076.

[5] WANG Chenghui, CHEN Yikai, YANG Shiwei. Dual-Band Dual-Polarized Antenna Array with Flat-Top and Sharp Cutoff Radiation Patterns for 2G/3G/LTE Cellular Bands[J].IEEE Trans on Antennas and Propagation, 2018,66(11):5907-5917.

[6] TANG Zhaoyang, LIU Jinhai, LIAN Ruina, et al. Wideband Differentially Fed Dual-Polarized Planar Antenna and Its Array with High Common-Mode Suppression[J].IEEE Trans on Antennas and Propagation, 2019, 67(1):131-139.

[7] ZHENG Dongze, CHU Qingxin. A Wideband Dual-Polarized Antenna with Two Independently Controllable Resonant Modes and Its Array for Base-Station Applications[J].IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, 2017,16:2014-2017.