0 引言
圆极化天线在射频识别、定位追踪、电视广播等领域获得广泛的应用[1-3]。常见的极化可重构技术主要有两种：一种是利用PIN二极管、MEMS等开关的通断来重构辐射天线的电流分布使天线极化状态发生改变[4]；另一种是通过馈电网络或移相器对激励进行重构，用不同的电流路径来实现不同的极化方式[5]。至今为止，已有许多人对极化可重构天线进行了研究。文献[6]在天线刻入X缝隙并加入PIN二极管来实现线极化和圆极化之间的切换。文献[7]使用E形贴片引入两个对称的PIN二极管实现圆极化天线的可重构。文献[8]应用旋转排列，将4个相同单元顺时针依次旋转90°作为一个整体，分别赋予相等幅值、相位分别为0°，90°，180°，270°的激励，实现右旋圆极化，并利用PIN二极管反转激励相位，实现右旋极化到左旋极化的可重构。文献[9]采用基片集成波导馈电，给两个正交的集成波导端口赋予相等幅值相位相差90°的激励实现极化方式的可重构。文献[10]使用相控阵技术，实现圆极化可重构并扩大扫描角度。
本文采用4个左旋单元依次旋转组成一个左旋圆极化子阵，其可行性在文献[11]中已有描述。再以该4单元子阵为单元组成16单元的微带天线阵列。利用最大功率传输效率法(Method of Maximum Power Transmission Efficiency, MMPTE)将待设计的16单元阵列作为发射天线，在其远区波束形成方向引入极化控制接收天线，二者组成一个无线功率传输系统(WPT)。通过优化功率传输效率，可以使得待设计的阵列天线的极化方式与接收天线的极化方式相一致，并获得阵列的最优激励分布，从而实现极化方式的可重构和扫描功能。
1 极化可重构天线阵列的设计
1.1 圆极化天线单元的设计
本设计选择普通的切角微带贴片左旋圆极化天线作为天线单元。天线的边长L为18.76 mm，切角d大小为1.2 mm，馈电点位置a为5.98 mm，基板厚度为1.27 mm(50 mil)，基板材料为ROGERS3010(介电常数10.2，损耗正切0.003 5)。天线的具体尺寸参数如图1(a)所示。单元的反射系数和轴比如图2(a)、(b)所示，图中显示该左旋单元工作良好。为了实现左右旋圆极化的切换，将4个相同的左旋圆极化天线单元按照图1(b)的方式旋转排列构成子阵。以该子阵作为单元可构成天线阵列。
图1 天线单元及4单元阵列摆放示意图
图2 单元的仿真与实测结果
图3所示为含4个子阵的16单元阵列，其中构成子阵的4个单元的间距为25 mm，子阵之间的间距为30 mm，整个基板的边长为157 mm，基板厚度是50 mil。
图3 16单元可重构天线阵列
1.2 最大功率传输效率法与测试接收天线
先简单介绍MMPTE的基本原理。该理论依据来源于如何使无线能量传输系统中传输效率最大化的问题[12-13]。至今，该理论已成功用于各种阵列天线的设计[14-17]。现以上述16单元阵列设计为例，简要概述MMPTE法的基本思想。如图4所示，待设计的16单元阵列与置于远场区的接收天线构成收发系统。整个系统可用一个(16+1)×(16+1)散射矩阵表征如下：
(1)
式中：[at]=[a1,a2,…,an]T,[bt]=[b1,b2,…,bn]T,分别表示发射天线端口的归一化入射波和反射波；[ar]=[an+1],[br]=[bn+1]分别表示接收天线端口的归一化入射波与反射波(n=16)。发射天线阵列与接收天线之间的传输效率可用接收天线接收到的功率与发射阵列的输出功率之间的比值Tarray来表示。
(2)
假设接收天线都匹配良好，那么[ar]=0，公式化简为
(3)
(·,·)代表列矢量内积，[A]和[B]代表两个矩阵，分别为
当发射单元匹配良好时，传输效率取极值的条件为
[A][at]=Tarray[at]
(4)
由上式可求得唯一的非零特征值，它代表最大传输效率Tarray，相对应的特征向量即为待设计阵列的最优激励分布。值得指出的是，单元间的排列方式、互耦、天线周边环境等因素都包含在散射参数中。因此上述过程可以用于设计复杂环境中的任意阵列。
图4 MMPTE原理
当设计的天线阵列与接收天线极化匹配时，传输效率会增加，而两者极化失配时，传输效率会降低。因此，利用MMPTE法优化传输效率并通过控制接收天线的极化特性，有可能实现对发射阵列极化特性的控制。
本文研究如何用左旋单元构成的阵列产生右旋波。选取右(左)旋切角微带贴片天线为接收天线，并放置在发射天线阵列的远场区。通过MMPTE法即可求得实现右(左)旋波最优激励分布。具体的方法是使用HFSS软件模拟得到接收天线和发射阵列各个单元之间的散射参数，将得到的散射参数矩阵通过MMPTE法计算可得到每个端口的最优激励分布。改变接收天线的极化特性和接收位置，可得到不同角度不同极化方式的激励分布。通过上述方法得到实际测试时需要的激励的幅值和相位分布，通过移相器将对应的激励代入各个端口即可完成测量的准备工作。接收天线位于YOZ面0°，YOZ面-30°及YOZ面-60°的最优激励分布如表1～3所示。
表1 0°激励分布
端口阵列左旋激励分布阵列右旋激励分布123456789101112131415160.096∠-25.40.054∠-118.60.027∠145.20.079∠670.096∠00.088∠-124.70.04∠1530.033∠28.30.038∠-31.70.027∠-157.50.09∠177.20.087∠50.70.025∠-40.80.073∠-112.10.092∠1530.054∠58.80.05∠-21.20.007∠165.60.07∠166.70.123∠-89.60.171∠00.023∠73.20.009∠-130.40.05∠-103.40.007∠55.40.055∠76.90.161∠179.40.028∠-114.30.066∠-15.50.123∠87.90.05∠157.90.007∠-12.7
表2 -30°激励分布
端口阵列左旋激励分布阵列右旋激励分布123456789101112131415160.086∠45.50.092∠6.70.042∠-108.50.068∠131.70.056∠150.10.06∠910.025∠-7.80.065∠-155.10.061∠56.90.019∠17.80.103∠-105.60.079∠135.70.025∠160.40.02∠810.161∠00.039∠-130.70.058∠-110.80.049∠37.70.057∠740.128∠1550.094∠-25.30.023∠1210.027∠1640.029∠-920.028∠-880.238∠00.058∠58.80.013∠130.80.025∠-7.60.108∠97.20.054∠125.50.013∠158.1
表3 -60°激励分布
端口阵列左旋激励分布阵列右旋激励分布123456789101112131415160.022∠-15.60.076∠-51.50.041∠-1270.146∠48.80.01∠151.50.047∠81.80.021∠8.30.093∠-1600.05∠6.20.045∠-41.30.089∠-1500.078∠51.30.048∠155.90.024∠1340.168∠00.042∠-166.60.097∠-910.08∠15.50.037∠47.30.052∠1190.028∠36.20.098∠1720.072∠174.60.03∠-80.40.083∠-94.10.159∠00.041∠34.20.031∠30.90.031∠52.40.066∠150.60.058∠-1680.04∠-177.3
2 实验与结果分析
图5为16单元左右旋极化可重构天线的实物图。图6是组成16单元阵列的反射系数图，天线单元在组成16单元阵列时，反射系数的变化很小，整个阵列也能匹配良好。
图5 16单元天线阵列
图6 16单元阵列的反射系数图
图7 沿+Z轴方向阵列产生左旋波的电场旋向分布
图8 沿+Z轴方向阵列产生右旋波的电场旋向分布
图7(a)～(d)为Z轴正方向0°左旋激励下时间t为
(T为周期)的远场电场分布,从入射方向看，电场呈现逆时针旋转的状态，即产生左旋波，但电场强度大小略有差别，可推断其轴比较大，这与图9(a)中的实测轴比接近于3 dB相吻合。图8(a)～(d)为Z轴正方向0°右旋激励下t为时的远场电场分布，电场呈顺时针螺旋形式，显示确实产生右旋波，且电场的强度相当，说明极化效果很好，图9(b)中得到的低轴比也很好地解释了这一现象。
图9 阵列各角度产生左右旋圆极化轴比
图9还分别给出了天线阵列的轴比。从图中可知，左/右旋波束在偏-30°和-60°时轴比小于3 dB，仍然满足工程设计要求。
图10(a)～(c)和图11(a)～(c)分别为波束指向0°，-30°，-60°在不同极化方式下的共极化和交叉极化的归一化方向图。测试方向图时，使用不同的圆极化喇叭，得到阵列的共极化增益和交叉极化增益，可以看出仿真与实测的数据基本吻合。左旋增益为11.4 dBi，右旋增益为10.5 dBi，二者之间的增益差小于1 dBi；而偏转-30°时的左旋增益为10.8 dBi，右旋为9.9 dBi；偏转-60°时左旋为8 dBi，右旋为7.4 dBi。无论波束指向什么方向，同一个天线阵列产生的左旋波增益比该阵列产生的右旋波增益均高不到1 dBi。产生差异的原因在于使用的天线单元为左旋单元。如果发射天线阵列采用右旋圆极化单元，那么产生的右旋波比左旋波增益也要高1 dBi左右。圆极化天线单元在合成与它极化特性相反的波束时，会产生1 dBi内的损耗。
(a) +Z方向左旋共极化和交叉极化归一化方向图
(b) 偏转-30°左旋共极化和交叉极化归一化方向图
(c) 偏转-60°方向左旋共极化和交叉极化归一化方向图
图10 阵列产生左旋波的仿真与实测结果图
(a) +Z方向右旋共极化和交叉极化归一化方向图
(b) 偏转-30°方向右旋共极化和交叉极化归一化方向图
(c) 偏转-60°方向右旋共极化和交叉极化归一化方向图
图11 阵列产生右旋波的仿真与实测结果图
以上结果表明，通过选择接收天线极化方式，MMPTE法确实能有效控制阵列天线的极化，并能形成与天线单元极化相反的波束。
3 结束语
本文研究如何利用MMPTE法，通过对接收天线的位置和极化特性的控制，获得待设计阵列的最优激励分布，从而对阵列天线的扫描角度和极化方式进行控制，并实现极化可重构。本文以中心频率为2.45 GHz的16单元阵列为例，实现了发射阵列的波束扫描及极化可重构功能。该设计可应用于电视直播，卫星定位方面，这类应用使用线极化天线时性能受天气变化影响大，存在多径反射干扰等问题，使用圆极化天线则可有效提高传输的效果。现阶段的卫星天线设计均朝高频方向发展，5 G频段已成为研究的热点与重点，该设计在频率升高的情况下依然能有效保证工作性能。以上模拟与测试结果验证了MMPTE法同时控制波束扫描和极化特性的可行性。本文研究表明，在适当的单元排列下，左旋单元构成的阵列也可以产生右旋波。
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