0 引 言
目前机载脉冲多普勒雷达的接收机通常采用超外差式直接数字中频采样接收机框架，其通过一次及以上模拟变频滤波将输入信号频率变到一个比较合适的中频上进行中频采样，具有中频规划性好、抗干扰能力强、镜像抑制高的特点，并且通过数字下变频后的同相和正交两路数据的幅度和相位一致性指标高，镜像抑制指标高，因此该接收机结构在实际工程中具有很大的优势。
但实际工程设计过程中，综合考虑A/D位数及采样率、模拟中频滤波器的可实现性，A/D 采样往往采用带通采样方式，即采样速率大于两倍的信号带宽，但小于信号的中心频率。而带通采样对雷达中频信号频率带宽及中频抗混叠滤波器的设计要求很高，特别是滤波器的指标一般是连续波输入信号的状态下进行测试的，当输入雷达信号为脉冲信号时，其镜像抑制性能会变差［1］。
本文首先介绍了超外差式直接数字中频采样接收机的基本原理，分析得出了带通采样折叠引入镜像干扰的原因，最后给出了对应解决措施。通过实际接收机改进试验验证结果表明:该解决措施可以有效抑制带通采样折叠引入镜像干扰，具有较大的工程应用价值。
1 数字中频采样接收机
常规超外差式数字中频采样接收机的结构框架如图1所示［2］。
图1 常规超外差式数字中频采样接收机结构
回波信号由天线经低噪声放大（LNA）、与本振（LO）混频（MIXER）、中频滤波（IF BPF）后的中频信号可以表示为
式中，2A(t)为周期调制脉冲信号幅度，ωIF 为输入脉冲信号的角频率。
A/D采样后的信号可以表示为
式中，A(nTs)表示信号幅度，Ts表示采样周期，n 表示采样时刻。
数字I/Q混频之后的信号表示为
用复数形式可以将I/Q两支路的数据表示为
2 脉冲边沿镜像干扰产生机理
当A/D 采样后数字信号通过FIR 滤波器时，为简化分析，假设数字低通滤波器的阶数为4，且令滤波器系数h0=h1=h2=h3=1/4。当上述混频之后的脉冲信号经过数字低通滤波器时:
1）当脉冲信号只有一个采样点进入到滤波器时，忽略噪声的影响，输出为
可以发现此时输出信号中的高频部分没有被抑制掉，相对于脉冲信号幅度，高频信号的抑制度为
2）当脉冲信号有两个采样点进入到滤波器时，忽略噪声的影响，输出为
可以发现此时输出信号中的高频部分也没有被抑制掉，相对于脉冲信号幅度，高频信号的抑制度为
3）当脉冲信号有3 个采样点进入到滤波器时，忽略噪声的影响，输出为
高频信号的抑制度为
4）当脉冲信号有4 个及以上采样点进入到滤波器时，此时滤波器完全滤波，忽略噪声的影响，输出为
数字低通滤波器能完全正常工作，对高频信号的抑制度为
通过上述简单系数分析计算的定性分析，对于常规超外差直接数字中频采样接收机，当脉冲信号边沿进行数字滤波时，高频信号抑制度有限。只有当脉冲信号完全进行数字滤波时，此时对高频信号的抑制度才足够大［3-4］。
利用Matlab 对普通脉冲调制信号进行仿真，其中信号周期为8 μs、脉宽为2 μs、中频频率为130 MHz。其频谱图如图2所示。
图2 普通脉冲调制信号的频谱特性图
通过仿真结果可以发现，连续波信号经过脉冲调制后，其频谱分量被扩展，离中心频率40 MHz处的调制信号与主信号功率差约-48 dBc/-52 dBc。
中频模拟信号经过中频带通滤波器后，其远端滤波器带外的调制扩展频率被抑制掉，但由于模拟滤波器存在过渡带，同时考虑滤波器对脉冲信号前后沿抑制能力有限，因此实际输入到A/D采样电路的信号带宽不应只考虑滤波器带宽，而应该考虑矩形系数内的整个带宽［5］。
脉冲调制信号经过带通采样后的频域特性如下式所示:
式中，ω 为角频率范围，Ts 为采样周期。可以发现经过带通采样后，信号频谱特性主要有两个特点:1）信号频谱以采样率为周期扩展；2）信号频谱关于零频对称。如果采样频率fs=1/Ts 为100 MHz，中频频率为130 MHz 的脉冲调制信号经过脉冲调制后的特性如图3所示。
图3 带通采样对频谱折叠影响的特性图
通过图3 可以发现:当输入信号为130 MHz 的普通脉冲调制信号时，其采样折叠引入最近的镜像干扰位于170 MHz 和70 MHz 处，而130 MHz 的脉冲调制信号自身对170 MHz 频偏处的抑制度只有48 dBc，对70 MHz频偏处的抑制度只有52 dBc。如果模拟带通滤波器对170 MHz和70 MHz处的抑制度不够，170 MHz 和70 MHz 处的镜像干扰信号很容易落入带内（主要是脉冲信号的前后沿）。根据前文的分析，数字滤波器对脉冲边沿的高频信号并不能产生较高的抑制度，所以经过采样数字下变频处理后便存在一个与基带信号频率相反的镜像干扰信号，严重影响雷达对弱目标的检测。
当机载脉冲多普勒雷达的回波信号的幅度起伏明显时，输入信号类似脉冲信号特性，信号的频谱被调制扩展。当PD 体制雷达采用普通脉冲调制时，此镜像干扰可通过信号处理强制剔除，但如果采用脉间多斜率等其他波形时，镜像干扰的斜率与有用信号相反，导致镜像干扰的频谱被展宽，严重影响目标检测。
3 抑制镜像干扰的方法
根据第2节的分析，脉冲调制信号产生的脉冲边沿镜像干扰主要原因是脉冲调制信号在带通采样后，镜像频率落入数字滤波器带内产生，其幅度与进入A/D 前的脉冲调制信号在最近镜像频率处的幅度成正比。此类镜像干扰产生的机制是在模拟域和数字域共同作用下产生的。在数字域，如果要提高镜频抑制度应尽可能提高中频采样频率。但在某些雷达应用场景，高采样频率意味着AD 的器件选型受限较大，往往达不到系统的瞬时动态需求。因此，在提高中频采样频率的方法不能保证镜频抑制效果时，遂提出在模拟域利用中频带通滤波器降低此类镜像干扰的措施。
对于典型的超外差接收机，中频带通滤波器主要作用是抑制混频器产生的各种不需要的变频频率分量。此外在现代雷达接收机中，信号波形形式常常设计成线性调频、非线性调频或编码形式的大时宽-带宽积信号，然后在接收机或信号处理中用脉冲压缩滤波器的方式使信号达到最佳匹配。因此中频滤波器往往设计成比信号带宽宽一些的矩形响应滤波器，为了防止信号失真，带通滤波器必须具有良好的线性特性［6］。
因此通常在雷达接收机设计时对中频带通滤波器技术指标的考虑主要集中在1 dB 带宽、带内线性度、混频杂散带外抑制度等方面，忽略了对带通采样镜像频点抑制度的相关指标需求。以某雷达接收机样机为例，中频为130 MHz，最大信号带宽为20 MHz，根据接收机链路设计初步选取了如表1所示的中频滤波器。
表1 原选型中频滤波器需求参数
项目类型中心频率-1 dB带宽线性相位中心插损带外抑制驻波指标说明LC带通滤波器130 MHz≥20 MHz≤5°（120～140 MHz）≤1.2 dB≥60 dBc@260 MHz，1 500 MHz≤1.5
利用该接收机样机进行实际信号采样仿真，参数配置如下:输入信号为中频130 MHz+10 kHz，采样频率为100 MHz，Tr周期为8 μs，脉宽为1.2 μs，噪声只考虑通道热噪声，数据抽取率到20 MHz，根据距离门进行累加，距离门宽度为0.8 μs。图4 为接收机A/D 采样预处理后得到的时频谱。由于表1 选型的中频滤波器只对远端的带外抑制度提出了较高需求，而忽略了镜像频点处的抑制需求，可以发现预处理后在脉冲信号的两个边沿明显出现镜像干扰，镜像抑制度只有50 dBc 左右。在实际雷达使用中，对于采用多斜率波形时，由于镜像干扰与主信号的斜率相反，在信号处理进行去斜处理时会导致镜像干扰无法去除，反而进行了展宽，对雷达检测清晰区造成污染，降低了信噪比，严重影响雷达弱目标检测能力。因此，理论上必须将此镜像干扰幅度抑制到通道热噪声平均幅度以下，才能对雷达弱目标检测不构成明显影响。
图4 常规数字中频接收机预处理后的时频谱
根据之前的分析，镜像干扰抑制的关键节点可在中频滤波器的镜像频点抑制度处提升。遂通过对中频滤波器各项指标的权衡，在保证信号带宽和线性相位度的前提下，着重提升滤波器镜像频点处的抑制度。如表2 和图5 所示，着重提升两个镜像频点处的抑制能力（达60 dBc以上）。
表2 新选型中频滤波器需求参数
项目类型中心频率-1 dB带宽线性相位中心插损带外抑制驻波指标说明LC带通滤波器130 MHz≥20 MHz≤5°（120 ～140 MHz）≤3.5 dB≥30 dBc@f0±30 MHz,≥60 dBc@f0≤70 MHz,≥60 dBc@170 MHz≤f0 ≤1 500 MHz≤1.5
图5 新选型中频滤波器S参数测试图
继续利用原先的雷达接收机样机进行采样仿真，相关参数保持不变，图6 为中频滤波器改进过的接收机A/D采样后预处理完成得到的时频谱，可以发现镜像干扰已经被完全抑制到通道热噪声以下，说明中频滤波器的改进方案完全有效。
图6 改进后数字中频接收机预处理后的时频谱
4 结束语
本文介绍和分析了常规数字中频接收机在处理脉冲信号时脉冲边沿镜像干扰产生的原因。一般可通过选用高采样频率的A/D 器件在数字域得到优化改善。但在一些对瞬时动态要求较高的机载雷达应用场景中，对A/D器件的选型要求较为局限，位数较多的A/D器件往往采样频率并不能设置很高。于是提出了在设计数字中频接收机链路时，着重对中频带通滤波器的设计需求提出新的关注点。通过某型接收机样机的实际数据对比表明:在采用了带通采样镜像频率抑制中频带通滤波器后，很好地抑制了信号脉冲边沿镜像干扰的问题，具有较高的工程应用意义。
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