0 引言
随着信息技术的快速发展，极化可重构天线因具备可以灵活改变天线极化特性的特点而备受关注。由于极化可重构天线在信号分集、频率复用、增强目标检测识别以及抑制干扰等方面具有显著优势，因此在无线通信和雷达领域应用广泛。
在以往的研究中提出了许多基于PIN 二极管的极化可重构天线。这些开关结构被安装在天线的辐射贴片或馈电网络中，通过切换二极管的不同状态来重新分配天线的内部电流或改变馈电网络的功率分配方案，从而实现极化可重构。文献［1-5］的天线主要使用具有各种几何配置的微带贴片来实现极化可重构。文献［6］通过在圆形金属环内部引入两个PIN二极管来控制偏振态，最终实现三种极化状态。这种方式所有直流偏置电路均安装在辐射层，对天线的性能影响较大。文献［7-12］使用可切换馈电网络来改变天线极化状态。文献［13］提出了一个包含有环形偶极子和锥形天线的可重构圆极化天线，通过重新配置馈电网络，可以实现四种辐射状态。但所用二极管的数量较多，增加了设计成本和复杂性。
本文提出了一种基于不同馈电网络的极化可重构天线阵。阵列单元由辐射贴片以及非接触式馈电结构组成，通过耦合缝隙和短路柱的引入，实现了带宽增强和谐波抑制的功能。将所设计的阵列单元进行串、并联组阵，并分别与微带分支线定向耦合器及微带混合环相连，最终实现了四种极化模式的切换。论文给出了天线的设计思路和实验结果，验证了方案的可行性。
1 天线设计
1.1 单元天线设计
单元天线的结构如图1 所示。单元天线由一个方形辐射贴片和一个微带线缝隙耦合馈电结构组成，方形辐射贴片的尺寸为L×W，贴片与馈线间距为d，馈电微带线中心加载一个半径为r0的金属短路柱，将馈线一分为二，形成两个四分之一波长谐振器。单个谐振器的长度为l，宽度为w。为了降低实验成本，基板材料为相对介电常数εr=4.4，损耗角正切为0.02的FR4板，厚度为h=1.6 mm。
图1 单元天线结构示意图
天线设计工作在无线局域网ISM频段，中心频率为f0=2.45 GHz。首先根据经验公式计算辐射贴片的初始尺寸，贴片的边长可以通过公式（1）算出，理论上选取中心频率介质波长的一半，但考虑到边缘场的缩短效应，应适当减小，式中c为光速，εe为有效相对介电常数。由于本设计的单元天线后续将通过两个支路分别激励幅度相等的正交模式实现不同种极化形式，所以贴片采用正方形进行仿真分析。
传统微带天线带宽较窄，为此引入额外的非辐射谐振器，即利用辐射贴片与非辐射谐振器构造不同谐振频率，通过优化缝隙耦合使两个谐振频率相互靠近，不同谐振频率下对应的相对极窄的频带组合成一个较宽的频带，实现了带宽增强的功能。另外，由于短路柱位于馈电微带线（半波长谐振器）的中心位置，使得偶数阶谐振模式无法被激发，从而同时实现了谐波抑制特性。
研究发现，辐射贴片与共面分布的四分之一波长谐振器之间的耦合距离d 对单元天线的性能具有较大影响。图2（a）给出了不同大小的d 和反射系数之间的关系，当d=1.3 mm 时，贴片与馈电网络紧密放置，图中可以看到中心频率两侧有两个相距较远的谐振点。随着d 的增加，两个谐振点逐渐靠近，结合成一个较宽的工作频带。在这种情况下，带宽达到最大值，几乎是传统贴片天线带宽的3 倍。当d 进一步增加至d=2.1 mm 时，两个谐振点继续靠近并最终合并为单一的谐振点，此时，d 的继续增加将会减小阻抗带宽。综合带宽大小及阻抗匹配性能，选取d=1.8 mm。另一方面，馈电结构中的短路柱作为成对四分之一波长谐振器的一部分，引入的电感值与其半径r0相关。图2（b）给出了不同半径r0和反射系数之间的关系，从图中可以看出，短路柱的半径对反射系数两个谐振点的深度有较大影响，仿真分析后取最优解r0=0.25 mm。
图2 S11随不同参数的变化曲线
利用HFSS 仿真软件优化分析，最终确定的天线尺寸如下：L=W=28 mm，d=1.6 mm，l=13.75 mm，w=2 mm，w1=2.88 mm，r0=0.25 mm，h=1.6 mm。所设计的耦合馈电谐波抑制单元天线与传统方形贴片的仿真结果对比如图3 所示，可以直观地看出，设计的天线在基模得到良好匹配的情况下，不仅有效抑制了二次谐波的产生，在7 GHz 以内，其他的谐振模式也得到了有效的抑制。
图3 设计天线与传统天线的S11仿真对比曲线
1.2 多极化天线阵设计
为了进一步提高天线增益，仿真设计了一款2×2的四元阵。天线阵布局采用了先在y方向串联组成1×2线阵，每个端口一侧相邻两个阵元之间的馈线长度为二分之一介质波长。再将两个1×2 直线阵在x方向并联形成最终的四元阵。天线阵x方向和y 方向相邻阵元之间的距离为67 mm，近似等于二分之一自由空间波长。设计馈电网络时为了保证阻抗匹配，采用四分之一波长传输线匹配法。为了更好地与可切换的外接馈电网络连接，最终设计的天线阵结构如图4 所示。由于天线阵与单个阵元都是上下对称的，因此单元天线馈电端口分别经过特性阻抗为70.7 Ω 的四分之一波长变换器后的输入阻抗为100 Ω，两个单元天线并联变为50 Ω，再经过70.7 Ω 的四分之一波长变换器变为100 Ω，这样在馈电点并联后的最终输入阻抗为50 Ω，与50 Ω的同轴线实现了阻抗匹配。
图4 天线阵结构示意图
为了实现天线阵的不同种极化，每个阵元两端的馈电电流需等幅同相、反相或相差±90°。当1、2 两端口进行等幅同相激励时，可实现y 方向线极化；当1、2 两端口进行等幅反相激励时，可实现x 方向线极化。当1、2 两端口进行等幅且相位相差+90°激励时，可实现右旋圆极化；当1、2 两端口进行等幅且相位相差-90°激励时，可实现左旋圆极化。将不同激励输入天线阵进行仿真分析，图5为天线阵仿真后的方向性图，在中心频率2.45 GHz处，四种极化的方向性图一致性较好，方向性系数近似达到11.5 dB。而仿真增益仅为7.1 dB，效率近似为36.5%，这是由于选用了损耗较大的FR4 覆铜板。将介质板更换为损耗角正切为0.001 5的微波板，仿真得到的增益为11.2 dB，效率提升至93.3%。
图5 天线阵方向性图仿真结果
2 天线实验
为了实现基于同一个天线阵列，通过切换不同馈电网络达到改变输入端口电流幅度和相位的目的，四元天线阵与两种馈电网络进行独立设计。天线加工实物图如图6所示，其中图6（a）为四元天线阵实物，图6（b）为用于产生圆极化波的分支线定向耦合器，图6（c）为用于产生线极化波的微带混合环。分别将两种馈电网络的C、D 端口与天线阵的1、2端口相连。当能量从A1端口输入，B1端口连接匹配负载时，天线实现右旋圆极化（RHCP）；当能量从B1端口输入，A1端口接匹配负载时，天线实现左旋圆极化（LHCP）。当能量从A2端口输入，B2端口连接匹配负载时，天线实现线极化（x-LP），当能量从B2端口输入，A2端口接匹配负载时，天线实现线极化（y-LP）。
图6 天线加工实物图
使用Agilent N5230A 矢网对天线的S 参数进行测试，并给出了天线的仿真与实测S11对比曲线。当天线阵不加馈网时，天线测得的S11如图7 所示，实测S11＜-10 dB 带宽为2.38～2.5 GHz，与仿真结果相比带宽略窄，主要由于加工误差和SMA 接头损耗等因素的影响。
图7 天线阵S11仿真与实测结果
在微波暗室中测试天线的辐射特性，当天线阵连接分支线定向耦合器时，天线实现两种圆极化性能，其轴比和增益随频率变化的仿真和实测曲线如图8 所示。由图8 可以看出，LHCP 的3 dB带宽为2.36～2.6 GHz，相对带宽为10.0%，RHCP 的3 dB 带宽为2.33～2.59 GHz，相对带宽为10.8%，相对应的峰值增益分别为5.77 dB 和5.81 dB。天线在频率2.45 GHz 的仿真和实测归一化方向性图如图9 所示，由图看出天线在2.45 GHz 的主极化为LHCP，半功率波束宽度为44°，交叉极化大于15 dB，圆极化性能良好。由于结构的对称性，这里不再赘述主极化为RHCP 的情况。当天线阵连接微带混合环时，天线实现两种线极化性能，其增益随频率变化的仿真和实测曲线如图10 所示，由图可以看出x-LP和y-LP在2.45 GHz相对应的峰值增益分别为5.68 dB 和6.01 dB。y-LP 在频率2.45 GHz 的仿真和实测归一化方向性图如图11 所示，交叉极化大于25 dB。由于结构的对称性，主极化为x-LP的极化性能基本一致。此外，天线在2.4～2.5 GHz频带内，四种极化的增益波动小于1 dB。
图8 LHCP/RHCP轴比仿真与实测结果
图9 2.45 GHz LHCP的归一化方向性图
图10 x-LP/y-LP轴比仿真与实测结果
图11 2.45 GHz/y-LP的归一化方向性图
3 结束语
本文设计了一款基于不同馈网的四极化可重构微带天线阵，阵列单元由辐射贴片以及非接触式馈电结构组成，通过耦合缝隙和短路柱的引入，实现了带宽增强和谐波抑制的功能。将所设计的微带贴片单元进行2×2的拓扑，两个端口分别与分支线定向耦合器及微带混合环相连，最终实现了四种极化模式的切换。在ISM 2.4 GHz频段内天线各项指标良好，仿真与实测结果基本一致。该天线阵设计简单、结构紧凑，适用于无线通信系统中需要多极化天线的场合。
［1］杨帆，房丽丽.一种极化可重构的开口环缝微带天线［J］.微波学报，2015，31（5）:38-40.
［2］HU Jun,YANG Xujun,GE Lei,et al.A Polarization and Beam Steering Reconfigurable Cavity-Backed Magneto-Electric Dipole Antenna Array Using Reflection-Type Phase Shifter［J］.IEEE Trans on Antennas and Propagation,2022,70（1）:296-306.
［3］TRAN H H,PARK H C.Wideband Reconfigurable Antenna with Simple Biasing Circuit and Tri-Polarization Diversity［J］.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2019,18（10）:2001-2005.
［4］CHEN Zhan,HU Wei,WEI Kun,et al.A Wideband Polarization-Reconfigurable Antenna Using the Combined Characteristic Modes and Common/Differential Modes［J］.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2024,23（3）:1139-1143.
［5］CHEN Qingqing,LI Jianying,YANG Guangwei,et al.A Polarization-Reconfigurable High-Gain Microstrip Antenna［J］.IEEE Trans on Antennas and Propagation,2019,67（5）:3461-3466.
［6］BHATTACHARJEE A,DWARI S,MANDAL M K.Polarization-Reconfigurable Compact Monopole Antenna with Wide Effective Bandwidth［J］.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2019,18（5）:1041-1045.
［7］张若峤，于志强，周健义.一种基于电调移相器的可重构天线［J］.微波学报，2019，35（3）:7-10.
［8］黄杰，孙虎成.一种低剖面可重构全向圆极化天线的设计［J］.雷达科学与技术，2022，20（2）:231-236.
［9］YU Yuanfang,SUN Mingyu,ZHANG Zhe,et al.A Tunable Dual-Circularly Polarized Antenna with Broadband Triple-Branched Feed Structure［J］.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2022,21（10）:1965-1969.
［10］KANG Le,LI Hui,TANG Bo,et al.Quad-Polarization-Reconfigurable Antenna with a Compact and Switchable Feed［J］.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2021,20（4）:548-552.
［11］WANG Shenyun,YANG Danping,WEN Geyi,et al.Polarization-Reconfigurable Antenna Using Combination of Circular Polarized Modes［J］.IEEE Access,2021,9:45622-45631.
［12］LIU Min,ZHAI Zhenjun,LIN Feng,et al.Wideband Quad-Polarization-Reconfigurable Bidirectional Antenna with a Simple Wideband Switchable Feeding Network［J］.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2023,22（6）:1346-1350.
［13］CUI Yuehui,QI Changlong,LI Ronglin.A Low-Profile Broadband Quad-Polarization Reconfigurable Omnidirectional Antenna［J］.IEEE Trans on Antennas and Propagation,2019,67（6）:4178-4183.